Большое внимание уделяется проектированию модуляции и кодирования для современных каналов цифровой связи, где инструменты, используемые для таких схем, часто фокусируются на показателях производительности, которые естественным образом согласуются с рассматриваемой проблемой, а именно на частоте ошибок по битам (BER).

Однако некоторые из критических компонентов во многих таких конструкциях включают компоненты схем и систем, которые часто проектируются с учетом других показателей производительности, таких как отношение сигнал / шум плюс искажение или полное гармоническое искажение. Например, по мере того, как приемопередатчики 10 Гбит/с для медных линий и оптоволоконных линий быстро переходят к реализациям на основе DSP, критически важным компонентом во внешнем интерфейсе принимающей линии стал аналого-цифровой преобразователь (АЦП). Примеры таких линий включают оптические приемопередатчики, которые включают электронную компенсацию дисперсии для одномодового и многомодового волокна с использованием АЦП с увеличивающейся разрешающей способностью, за которыми следуют схемы обнаружения последовательности максимального правдоподобия. Для повышения разрешения в таких высокопроизводительных АЦП все чаще используется цифровая калибровка с упором на минимизацию нелинейностей, вызванных лестничными смещениями в конструкции импульсных преобразователей, а также нелинейностей, вызванных рассогласованием коэффициента усиления и фазы в АЦП с временным перемножением.

Далее рассмотрим структуру импульсного преобразователя, в котором уровни дискретизации и восстановления для АЦП были отрегулированы для минимизации BER линии, а не для минимизации гармонических искажений, как это обычно используется в конструкциях АЦП. Результатом этого исследования стала архитектура, которая смогла значительно улучшить производительность BER для каналов с преобладанием ISI, где наибольший выигрыш был достигнут в режиме низкого разрешения, что типично для каналов в диапазоне 10 Гбит / с. Приводится теоретико-информационное исследование тесно связанной проблемы квантованного выходного канала AWGN, исследуя пропускную способность таких каналов, а также стратегии уменьшения разрешающей способности преобразователя с минимальным влиянием на производительность канала связи. Одним из подходов к упрощению конструкции таких структур высокоскоростных преобразователей является использование архитектур с временным чередованием, где преобразователь скорости 1/T построен с использованием M преобразователей скорости 1/MT, работающих параллельно, каждый из которых работает на разных фазах. Хотя каждая из схем выборки и хранения в пределах M ветвей в такой схеме должна по-прежнему иметь мгновенную полосу пропускания общей скорости, то есть 1/T, схему можно смягчить, предоставив MT секунд для процесса преобразования выборок. Одной из ключевых проблем при разработке таких АЦП с временным чередованием является поддержание постоянного усиления и фазы дискретизации по ветвям, и в результате в таких архитектурах используются значительные схемы калибровки и обработки. Однако, опять же, такие расширенные усилия по калибровке сосредоточены не на минимизации BER канала связи, а, скорее, на максимизации отношения сигнал / шум плюс искажение (SNDR) или минимизации общего гармонического искажения, вызванного такими смещениями. измеряется динамическим диапазоном без паразитных составляющих, или SFDR. Это равносильно предположению, что сигналы, представляющие основной интерес для приемника, являются синусоидальными сигналами и что следует избегать именно этого искажения чистого синусоидального тона. В результате много усилий затрачивается на обеспечение того, чтобы относительные фазы АЦП с временным чередованием были равномерно распределены и чтобы эти относительные задержки точно поддерживались на этих уровнях. Однако для канала цифровой связи, вместо того, чтобы тратить ценные ресурсы в аналоговом интерфейсе, сохраняя качество передаваемых тонов, эти ресурсы можно было бы лучше потратить на попытки либо минимизировать общую частоту ошибок по битам канала, либо максимизировать информационную емкость.

Принятый сигнал проходит через один преобразователь по верхней ветви, которая берет одну выборку каждые T секунд с относительной задержкой ∆ 1. Нижняя ветвь включает различную задержку с интервалом в 2 секунды перед выборкой с частотой одна выборка каждые T секунд. Внутри ветви k приемника независимый аддитивный тепловой шум моделируется как аддитивный стационарный белый гауссов шум, wt, k (t), в пределах разрешающей способности схемы выборки и хранения (технически тепловой шум — это только один компонент из трех основных источников шума, которые способствуют ухудшению отношения сигнал/шум внутри ИС: это тепловой шум, дрожание апертуры и неоднозначность компаратора.